Стандартные серии ттл. Логические элементы на мдп-транзисторах Способы подключения нагрузки к симметричному мультивибратору

7.1 Расчет рабочей точки. Транзистор VT2

Рисунок 7.1 - Предварительная схема усилителя

Возьмем Rк = 80 Ом.

Кроме того при выборе транзистора следует учесть: f в =17,5 МГц.

Этим требованиям соответствует транзистор 2Т3129А9. Однако данные о его параметрах при заданном токе и напряжении недостаточны, поэтому выберем следующую рабочую точку:

I ко = 15мА,

Таблица 7.1 - Параметры используемого транзистора

Рассчитаем параметры эквивалентной схемы для данного транзистора используя формулы 5.1 - 5.13.

rб= =10 Ом; gб==0,1 Cм, где

rб-сопротивление базы,

rэ= ==2,5 Ом, где

rэ-сопротивление эмитера.

gбэ===3,96 мСм, где

gбэ-проводимость база-эмитер,

Cэ===2,86 пФ, где

Cэ-ёмкость эмиттера,

Ri= =400 Ом, где

7.1.1 Расчет эмиттерной коррекции

где - глубина обратной связи;

f в каскада равна:

Примем, тогда:

f в каскада равна:

7.1.2 Расчет схемы термостабилизации

Используем эмиттерную стабилизация поскольку был выбран маломощный транзистор, кроме того эмиттерная стабилизация уже применяется в рассчитываемом усилителе. Схема эмиттерной термостабилизации приведена на рисунке 4.1.

Порядок расчета:

1. Выберем напряжение эмиттера, ток делителя и напряжение питания;

2. Затем рассчитаем.

Напряжение эмиттера выбирается равным порядка. Выберем.

Ток делителя выбирается равным, где - базовый ток транзистора и вычисляется по формуле:

Напряжение питания рассчитывается по формуле: В

Расчёт величин резисторов производится по следующим формулам:

В диапазоне температур от 0 до 50 градусов для рассчитанной подобным образом схемы, результирующий уход тока покоя транзистора, как правило, не превышает (10-15)%, то есть схема имеет вполне приемлемую стабилизацию.

7.2 Транзистор VT1

В качестве транзистора VT1 используем транзистор 2Т3129А9 с той же рабочей точкой что и для транзистора VT2:

I ко = 15мА,

Возьмем Rк = 80 Ом.

Рассчитаем параметры эквивалентной схемы для данного транзистора используя формулы 5.1 - 5.13 и 7.1 - 7.3.

Ск(треб)=Ск(пасп)*=12=12 пФ, где

Ск(треб)-ёмкость коллекторного перехода при заданном Uкэ0,

Ск(пасп)-справочное значение ёмкости коллектора при Uкэ(пасп).

rб= =10 Ом; gб==0,1 Cм, где

rб-сопротивление базы,

Справочное значение постоянной цепи обратной связи.

rэ= ==2,5 Ом, где

rэ-сопротивление эмитера.

gбэ===3,96 мСм, где

gбэ-проводимость база-эмитер,

Справочное значение статического коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером.

Cэ===2,86 пФ, где

Cэ-ёмкость эмиттера,

fт-справочное значение граничной частоты транзистора при которой =1

Ri-выходное сопротивление транзистора,

Uкэ0(доп), Iк0(доп)-соответственно паспортные значения допустимого напряжения на коллекторе и постоянной составляющей тока коллектора.

Входное сопротивление и входная емкость нагружающего каскада.

Верхняя граничная частота при условии что на каждый каскад приходится по 0,75 дБ искажений. Желательно ввести коррекцию.

7.2.1 Расчет эмиттерной коррекции

Схема эмиттерной коррекции представлена на рисунке 7.2.

Рисунок 7.2 - Схема эмиттерной коррекции промежуточного каскада

Эмиттерная коррекция вводится для коррекции искажений АЧХ вносимых транзистором, увеличивая амплитуду сигнала на переходе база-эмиттер с ростом частоты усиливаемого сигнала.

Коэффициент усиления каскада описывается выражением:

где - глубина обратной связи;

в и параметры рассчитанные по формулам 5.7, 5.8, 5.9.

При заданном значении F, значение определяется выражением:

f в каскада равна:

Примем, тогда:

f в каскада равна:

Импульсный усилитель

Как уже указывалось, для работы в предварительных каскадах выбран транзистор ГТ320А. Приводимые в справочниках значения параметров измерены при определенных значениях ЕКО и IKO...

Расчет усилительного устройства

Фиксация рабочей точки осуществляется сопротивлениями R12 и R22. По выходным характеристикам транзистора находится IБа2=53,33 мкА. По входным характеристикам транзистора находится UБЭа2=698 мВ...

Усилитель импульсный

Рассчитаем рабочую точку двумя способами: 1. При использовании активного сопротивления Rк в цепи коллектора. 2. При использовании дросселя в цепи коллектора. 1...

Усилитель импульсный

Исходные данные для курсового проектирования находятся в техническом задании. Средне статистический транзистор даёт усиление в 20 дБ, по заданию у нас 40 дБ, отсюда получим, что наш усилитель будет иметь как минимум 2 каскада...

Усилитель корректор

Рассчитаем рабочую точку транзистора для резистивного и дроссельного каскада используя формулы: , (4.1) где амплитуда напряжения на выходе усилителя,сопротивление нагрузки...

Как отмечалсь выше в качестве выходного каскада будем испльзовать каскад с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению обладающий наибольшей широкополосностью, при работе на ёмкостную нагрузку...

Усилитель модулятора лазерного излучения

При расчёте требуемого режима транзистора промежуточных и входного каскадов по постоянному току следует ориентироваться на соотношения, приведённые в пункте 3.3.1 с учётом того, что заменяется на входное сопротивление последующего каскада. Но...Усилитель мощности для 1-12 каналов TV

При расчёте режима предоконечного каскада условимся, что питание всех каскадов осуществляется от одного источника напряжения с номинальным значением Eп. Так как Eп=Uк0, то соответственно Uк0 во всех каскадах берётся одинаковое...

Возьмём Uвых в 2 раза больше чем заданное, так как часть выходной мощности теряется на ООС. Uвых=2Uвых(заданного)=2 (В) Расчитаем выходной ток: Iвых===0,04 (А) Расчитаем каскады с резистором и индуктивностью в цепи коллектора: Рисунок 2.2.1...

Усилитель приемного блока широкополосного локатора

При расчёте требуемого режима транзистора промежуточных и входного каскадов по постоянному току следует ориентироваться на соотношения, приведённые в пункте 2.2.1 с учётом того, что заменяется на входное сопротивление последующего каскада. Но...

Усилитель с обратной связью

Рабочую точку выбираем по формулам: мА. UкА=Umн+Umin= В PкА=UкАIкА=100 мВт Выбираем транзистор с параметрами: Iкmax=22 мА, Uкmax=18 В, Pmax=400 мВт. Таким транзистором может быть КТ339А. Этой рабочей точке соответствует ток базы 275 мкА, и напряжение Uэб=0...

Усилитель с обратной связью

Базовым логическим элементом серий является логический элемент И-НЕ. На рис. 2.3 приведены схемы трех первоначальных элементов И-НЕ ТТЛ. Все схемы содержат три основных каскада: входной на транзисторе VT1 , реализующий логическую функцию И; фазоразделительный на транзисторе VT2 и двухтактный выходной каскад.

Рис 2.3.a. Принципиальная схема базового элемента серии К131

Принцип работы логического элемента серии К131 (рис. 2.3.а) следующий: при поступлении на любой из входов сигнала низкого уровня (0 – 0,4В), базо-эмиттерный переход многоэмиттерного транзистора VT1 смещается в прямом направлении (отпирается), и практически весь ток, протекающий через резистор R1, ответвляется на "землю", вследствие чего VT2 закрывается и работает в режиме отсечки. Ток, протекающий через резистор R2, насыщает базу транзистора VT3. Транзисторы VT3 и VT4 подключенные согласно схеме Дарлингтона, образуют составной транзистор, который представляет собой эмиттерный повторитель. Он выполняет функцию выходного каскада для усиления мощности сигнала. На выходе схемы образуется сигнал высокого логического уровня.

В случае, если на все входы подаётся сигнал высокого уровня, базо-эмиттерный переход многоэмиттерного транзистора VT1 находится в закрытом режиме. Ток, протекающий, через резистор R1 насыщает базу транзистора VT1, вследствие чего, отпирается транзистор VT5 и на выходе схемы устанавливается уровень логического нуля.

Поскольку в момент переключения транзисторы VT4 и VT5 открыты и через них протекает большой ток, в схему введён ограничительный резистор R5.

VT2, R2 и R3 образуют фазоразделительный каскад. Он необходим для поочередного включения выходных n-p-n транзисторов. Каскад имеет два выхода: коллекторный и эмиттерный, сигналы на которых противофазны.

Диоды VD1 - VD3 являются защитой от отрицательных импульсов.

Рис 2.3.б, в. Принципиальные схемы базовых элементов серий К155 и K134

В микросхемах серий К155 и К134 выходной каскад построен на повторителе не составном (только транзистор VT3 ) и насыщаемом транзисторе VT5 с введением диода сдвига уровня VD4 (рис. 2.3,б, в). Два последних каскада образуют сложный инвертор, реализующий логическую операцию НЕ. Если ввести два фазоразделительных каскада, то реализуется функция ИЛИ-НЕ.

На рис. 2.3, а показан базовый логический элемент серии К131 (зарубежный аналог - 74Н). Базовый элемент серии К155 (зарубежный аналог - 74) показан на рис. 2.3, б, а на рис. 2.3, в - элемент серии К134 (зарубежный аналог - 74L). Сейчас эти серии практически не развиваются.

Микросхемы ТТЛ первоначальной разработки стали активно заменяться на микросхемы ТТЛШ, имеющие во внутренней структуре переходы с барьером Шотки. В основе транзистора с переходом Шотки (транзистора Шотки) лежит известная схема ненасыщенного транзисторного ключа (рис. 2.4.а).

Рис 2.4. Пояснение принципа получения структуры с переходом Шотки:
a - ненасыщенный транзисторный ключ; б - транзистор с диодом Шотки; в - символ транзистора Шотки.

Чтобы транзистор не входил в насыщение, между коллектором и базой включают диод. Применение диода обратной связи для устранения насыщения транзистора впервые предложено Б. Н. Кононовым Однако в этом случае может увеличиться до 1 В. Идеальным диодом является диод с барьером Шотки. Он представляет собой контакт, образованный между металлом и слегка легированным n-полупроводником. В металле только часть электронов являются свободными (те, что находятся вне зоны валентности). В полупроводнике свободные электроны существуют на границе проводимости, созданной добавлением атомов примеси. При отсутствии напряжения смещения число электронов, пересекающих барьер с обеих сторон, одинаково, т. е. ток отсутствует. При прямом смещении электроны обладают энергией для пересечения потенциального барьера и прохождения в металл. С увеличением напряжения смещения ширина барьера уменьшается и прямой ток быстро возрастает.

При обратном смещении электронам в полупроводнике требуется больше энергии для преодоления потенциального барьера. Для электронов в металле потенциальный барьер не зависит от напряжения смещения, поэтому протекает небольшой обратный ток, который практически остается постоянным до наступления лавинного пробоя.

Ток в диодах Шотки определяется основными носителями поэтому он больше при одном и том же прямом смещении а, следовательно, прямое падение напряжения на диоде Шотки меньше, чем на обычном p-n переходе при данном токе. Таким образом, диод Шотки имеет пороговое напряжение открывания порядка (0,2-0,3) В в отличие от порогового напряжения обычного кремниевого диода 0,7 В и значительно снижает время жизни неосновных носителей в полупроводнике.

В схеме рис. 2.4, б транзистор VT1 удерживается от перехода в насыщение диодом Шатки с низким порогом открывания (0.2...0.3) В, поэтому напряжение повысится мало по сравнению с насыщенным транзисторомVT1 . На рис. 2.4, в показана схема с «транзистором Шотки». На основе транзисторов Шотки выпущены микросхемы двух основных серии ТТЛШ (рис. 2.5)

На рис. 2.5, а показана схема быстродействующего логического элемента, применяемого как основа микросхем серии К531 (зарубежный аналог - 74S), (S - начальная буква фамилии немецкого физика Шотки (Schottky)). В этом элементе в эмиттерную цепь фазоразделительного каскада, выполненного на транзисторе VT2 , включен генератор тока - транзистор VT6 с резисторами R4 и R5 . Это позволяет повысить быстродействие логического элемента. В остальном данный логический элемент аналогичен базовому элементу серии К131. Однако введение транзисторов Шотки позволило уменьшить tзд.р вдвое.

На рис. 2.5, б показана схема базового.логического элемента серии К555 (зарубежный аналог - 74LS) . В этой схеме вместо многоэмиттерного транзистора на входе использована матрица диодов Шотки. Введение диодов Шатки исключает накопление лишних базовых зарядов, увеличивающих время выключения транзистора, и обеспечивает стабильность времени переключения в диапазоне температур.

Резистор R6 верхнего плеча выходного каскада создает необходимое напряжение на базе транзистора VT3 для его открывания. Для уменьшения потребляемой мощности, когда логический элемент закрыт () , резистор R6 подключе не к общей шине, а к выходу элемента.

Диод VD7 , включенный последовательно с R6 и параллельно резистору коллекторной нагрузки фазоразделительного каскада R2 , позволяет уменьшить задержку включения схемы за счет использования части энергии, запасенной в емкости нагрузки, для увеличения тока коллектора транзистора VT1 в переходном режиме.

Транзистор VT3 реализуется без диодов Шoтки, т. к, он работает в активном режиме (эмиттерный повторитель).

При проектировании радиоэлектронных схем часто бывают ситуации, когда желательно иметь транзисторы с параметрами лучше тех, которые предлагают производители радиоэлементов. В некоторых случаях нам может потребоваться больший коэффициент усиления по току h 21 , в других большее значение входного сопротивления h 11 , а в третьих более низкое значение выходной проводимости h 22 . Для решения перечисленных проблем отлично подходит вариант использования электронного компонента о котором мы поговорим ниже.

Приведенная чуть ниже схема эквивалентна одиночному n-p-n полупроводнику. В данной схеме ток эмиттера VT1 является током базы VT2. Коллекторный ток составного транзистора определяется в основном током VT2.

Это два отдельных биполярных транзистора на выполненные на одном кристалле и в одном корпусе. Там же и размещается нагрузочный резистор в цепи эмиттера первого биполярного транзистора. У транзистора Дарлингтона те же выводы, что и у стандартного биполярного транзистора – база, коллектор и эмиттер.

Как видим из рисунка выше, стандартный составной транзистор это комбинация из нескольких транзисторов. В зависимости от уровня сложности и рассеиваемой мощности в составе транзистора Дарлингтона может быть и более двух.

Основное плюсом составного транзистора является значительно больший коэффициент усиления по току h 21 , который можно приблизительно вычислить по формуле как произведение параметров h 21 входящих в схему транзисторов.

h 21 =h 21vt1 × h21vt2 (1)

Так если коэффициент усиления первого равен 120, а второго 60 то общий коэффициент усиления схемы Дарлингтона равен произведению этих величин - 7200.

Но учитывайте, что параметр h21 достаточно сильно зависит от коллекторного тока. В случае когда базовый ток транзистора VT2 достаточно низок, коллекторного VT1 может не хватить для обеспечения нужного значения коэффициента усиления по току h 21 . Тогда увеличением h21 и, соответственно, снижением тока базы составного транзистора можно добиться роста тока коллектора VT1. Для этого между эмиттером и базой VT2 включают дополнительное сопротивление, как показано на схеме ниже.

Вычислим элементы для схемы Дарлингтона, собранной, например на биполярных транзисторах BC846A, ток VT2 равен 1 мА. Тогда его ток базы определим из выражения:

i kvt1 =i бvt2 =i kvt2 / h 21vt2 = 1×10 -3 A / 200 =5×10 -6 A

При таком малом токе в 5 мкА коэффициент h 21 резко снижается и общий коэффициент может оказаться на порядок меньше расчетного. Увеличив ток коллектора первого транзистора при помощи добавочного резистора можно значительно выиграть в значении общего параметра h 21 . Так как напряжение на базе является константой (для типового кремниевого трех выводного полупроводника u бэ = 0,7 В), то сопротивление можно рассчитать по :

R = u бэvt2 / i эvt1 - i бvt2 = 0.7 Вольта / 0.1 mA - 0.005mA = 7кОм

При этом мы можем рассчитывать на коэффициент усиления по току до 40000. Именно по такой схеме построены многие супербетта транзисторы.

Добавив дегтя упомяну, что данная схема Дарлингтона обладает таким существенным недочетом, как повышенное напряжение U кэ. Если в обычных транзисторах напряжение составляет 0,2 В, то в составном транзисторе оно возрастает до уровня 0,9 В. Это связано с необходимостью открывать VT1, а для этого на его базу необходимо подать напряжение уровнем до 0,7 В (если при изготовлении полупроводника использовался кремний).

В результате чтоб исключить упомянутый недостаток, в классическую схему внесли незначительные изменения и получили комплементарный транзистор Дарлингтона. Такой составной транзистор составлен из биполярных приборов, но уже разной проводимости: p-n-p и n-p-n.

Российские, да и многие зарубежные радиолюбители такое соединение называют схемой Шиклаи, хотя эта схема называлась парадоксной парой.

Типичными минусом составных транзисторов, ограничивающими их применение является невысокое быстродействие, поэтому они нашли широкое использование только в низкочастотных схемах. Они прекрасно работают в выходных каскадах мощных УНЧ, в схемах управления двигателями и устройствами автоматики, в схемах зажигания автомобилей.

На принципиальных схемах составной транзистор обозначается как обычный биполярный. Хотя, редко, но используется такое условно графическое изображение составного транзистора на схеме.

Одной из самых распространенных считается интегральная сборка L293D - это четыре токовых усилителя в одном корпусе. Кроме того микросборку L293 можно определить как четыре транзисторных электронных ключа.

Выходной каскад микросхемы состоит из комбинации схем Дарлингтона и Шиклаи.

Кроме того уважение у радиолюбителей получили и специализированные микросборки на основе схемы Дарлингтона. Например . Эта интегральная схема по своей сути является матрицей из семи транзисторов Дарлингтона. Такие универсальные сборки отлично украшают радиолюбительские схемы и делают их более функциональными.

Микросхема является семи канальным коммутатор мощных нагрузок на базе составных транзисторов Дарлингтона с открытым коллектором. Коммутаторы содержат защитные диоды, что позволяет коммутировать индуктивные нагрузки, например обмотку реле. Коммутатор ULN2004 необходим при сопряжения мощных нагрузок с микросхемами КМОП-логики.

Зарядный ток через батарею в зависимости от напряжения на ней (прикладываемого к Б-Э переходу VT1), регулируется транзистором VT1, коллекторным напряжением которого управляется индикатор заряда на светодиоде (по мере зарядки ток заряда уменьшается и светодиод постепенно гаснет) и мощный составной транзистор, содержащий VT2, VT3, VT4.

Сигнал требующий усиления через предварительный УНЧ подается на предварительный дифферециальный усилительный каскад построенный на составных VT1 и VT2. Использование дифференциальной схемы в усилительном каскаде, снижает шумовые эффекты и обеспечивает работу отрицательной обратной связи. Напряжение ОС поступает на базу транзистора VT2 с выхода усилителя мощности. ОС по постоянному току реализуется через резистор R6.

В момент включения генератора конденсатор С1 начинает заряжаться, затем открывается стабилитрон и сработает реле К1. Конденсатор начинает разряжаться через резистор и составной транзистор. Через небольшой промежуток времени реле выключается и начинается новый цикл работы генератора.

На практике обычно используются готовые транзисторные сборки . Внешне от обычного транзистора ничем не отличается. Такой же корпус, такие же три ножки. Вот только мощи в нем больно дофига, а управляющий ток микроскопический:) В прайсах обычно не заморачиваются и пишут просто — транзистор Дарлигнтона или составной транзистор.

Например пара BDW93C (NPN) и BDW94С (PNP) Вот их внутренняя структура из даташита.

В даташите указана внутренняя структура этой микросхемы. Как видишь, тут также есть защитные диоды. Несмотря на то, что нарисованы как будто бы операционные усилители, здесь выход типа открытый коллектор. То есть он умеет замыкать только на землю. Что становится ясно из того же даташита если поглядеть на структуру одного вентиля.

На рис. 2.16 показана схема логического элемента с индуцированным каналом типа n (так называемая n МДП - технология). Основные транзисторы VT 1 и VT 2 включены последовательно, транзистор VT 3 выполняет роль нагрузки. В случае, когда на обоих входах элемента действует высокое напряжение U 1 (х 1 =1, х 2 =1), оба транзистора VT 1 и VT 2 оказываются открытыми и на выходе устанавливается низкое напряжение U 0 . Во всех остальных случаях хотя бы один из транзисторов VT 1 или VT 2 закрыт и на выходе устанавливается напряжение U 1 . Таким образом, элемент выполняет логическую функцию И-НЕ.

На рис. 2.17 приведена схема элемента ИЛИ-НЕ. На его выходе устанавливается низкое напряжение U 0 , если хотя бы на одном из входов действует высокое напряжение U 1 , открывающее один из основных транзисторов VT 1 и VT 2 .

Приведенная на рис. 2.18 схема представляет собой схему элемента ИЛИ-НЕ КМДП-технологии. В ней транзисторы VT 1 и VT 2 - основные, транзисторы VT 3 и VT 4 - нагрузочные. Пусть высокое напряжение U 1 . При этом транзистор VT 2 открыт, транзистор VT 4 закрыт и независимо от уровня напряжения на другом входе и состояния остальных транзисторов на выходе устанавливается низкое напряжение U 0 . Элемент реализует логическую операцию ИЛИ-НЕ.

КМПД-схема характеризуется весьма малым потребляемым током (а следовательно, и мощности) от источников питания.

Логические элементы интегральной инжекционной логики

На рис. 2.19 показана топология логического элемента интегральной инжекционной логики (И 2 Л). Для создания такой структуры требуются две фазы диффузии в кремнии с проводимостью n-типа: в процессе первой фазы образуются области p 1 и p 2 , второй фазы - области n 2 .

Элемент имеет структуру p 1 -n 1 -p 2 -n 1 . Такую четырехслойную структуру удобно рассматривать, представив ее соединением двух обычных трехслойных транзисторных структур:

p 1 -n 1 -p 2 n 1 -p 2 -n 1

Соответствующая такому представлению схема показана на рис.2.20,а. Рассмотрим работу элемента по это схеме.

Транзистор VT 2 со структурой типа n 1 -p 2 -n 1 выполняет функции инвертора, имеющего несколько выходов (каждый коллектор образует отдельный выход элемента по схеме с открытым коллектором).

Транзистор VT 2 , называемый инжектором , имеет структуру типа p 1 -n 1 -p 2 . Так как область n 1 у этих транзисторов общая, эмиттер транзистора VT 2 должен быть соединен с базой транзистора VT 1 ; наличие общей области p 2 приводит к необходимости соединения базы транзистора VT 2 с коллектором транзистора VT 1 . Так образуется соединение транзисторов VT 1 и VT 2 , показанное на рис.2.20,а.

Так как на эмиттере транзистора VT 1 действует положительный потенциал, а база находится под нулевым потенциалом, эмиттерный переход оказывается смещенным в прямом направлении и транзистор открыт.

Коллекторный ток этого транзистора может замкнуться либо через транзистор VT 3 (инвертор предыдущего элемента), либо через эмиттерный переход транзистора VT 2 .

Если предыдущий логический элемент находится в открытом состоянии (открыт транзистор VT 3), то на входе данного элемента низкий уровень напряжения, который действуя на базе VT 2 , удерживает этот транзистор в закрытом состоянии. Ток инжектора VT 1 замыкается через транзистор VT 3. При закрытом состоянии предыдущего логического элемента (закрыт транзисторVT 3) коллекторный ток инжектора VT 1 втекает в базу транзистора VT 2 , и этот транзистор устанавливается в открытое состояние.

Таким образом, при закрытом VT 3 транзистор VT 2 открыт и, наоборот, при открытом VT 3 транзистор VT 2 закрыт. Открытое состояние элемента соответствует состоянию лог.0, закрытое - сотсоянию лог.1.

Инжектор явялется источником постоянного тока (который может быть общим для группы элементов). Часто пользуются условным графическим обозначением элемента, представленным на рис. 2.21,б.

На рис. 2.21,а показана схема, реализующая операцию ИЛИ-НЕ. Соединение коллекторов элементов соответствует выполнению операции так называемого монтажного И . Действительно, достаточно, чтобы хотя бы один из элементов находился в открытом состоянии (состоянии лог.0), тогда ток инжектора следующего элемента будет замыкаться через открытый инвертор и на на объединенном выходе элементов установится низкий уровень лог.0. Следовательно, на этом выходе формируется величина, соответствующая логическому выражению х 1 ·х 2 . Применение к нему преобразования де Моргана приводит к выражению х 1 ·х 2 = . Следовательно, данное соединение элементов действительно реализует операцию ИЛИ-НЕ.

Логические элементы И 2 Л имеют следующие достоинства:

обеспечивают высокую степень интеграции; при изготовлении схем И 2 Л используются те же технологические процессы, что и при производстве интегральных схем на биполярных транзисторах, но оказывается меньшим число технологических операций и необходимых фотошаблонов;

используется пониженное напряжение (около 1В);

обеспечивают возможность обмена в широких пределах мощности на быстродействие (можно изменять на несколько порядков потребляемую мощность, что соответственно приведет к изменению быстродействия);

хорошо согласуются с элементами ТТЛ.

На рис. 2.21,б показана схема перехода от элементов И 2 Л к элементу ТТЛ.